絕緣門極雙極型晶體管(Isolated Gate Bipolar Transistor,簡稱變頻電源電路設計中IGBT),也稱絕緣門極晶體管。由于變頻電源電路設計中IGBT內具有寄生晶閘管,所以也可稱作絕緣門極晶閘管,它是上世紀80年代中期發展起來的一種新型復合器件。由于它將MOSFET和GTR的優點集于一身,既具有輸入阻抗高、速度快、熱穩定性好和驅動電路簡單的優點,又有通態電壓低、耐壓高的優點,因此技術發展很快,倍受廠商和用戶歡迎。在電機驅動、中頻和開關電源以及要求快速、低損耗的領域,變頻電源電路設計中IGBT有取代MOSFET和GTR的趨勢。但在變頻電源電路設計中IGBT實際應用中,要重點考慮的一個問題是變頻電源電路設計中IGBT的保護問題,在此自行設計了一種簡單又適用的保護電路,并取得了很好的效果。
變頻電源電路設計中IGBT驅動要點
1變頻電源電路設計中IGBT柵極驅動電壓Uge
變頻電源電路設計中IGBT的驅動條件與變頻電源電路設計中IGBT的特性密切相關。在設計柵極驅動電路時,當柵極驅動電壓大于閾值電壓時變頻電源電路設計中IGBT即可開通,一般情況下閾值電壓Uge(th)=5～6V。這樣即可以使變頻電源電路設計中IGBT在開通時完全飽和,通態損耗最小,又可以限制短路電流。因此柵極驅動電壓Uge需要選擇一個合適的數值,以保證變頻電源電路設計中IGBT的可靠運行。柵極電壓增高時,有利于減小變頻電源電路設計中IGBT的開通損耗和導通損耗,但同時將使變頻電源電路設計中IGBT能承受的短路時間變短(10μs以下),使續流二極管反向恢復過電壓增大,所以務必控制好柵極電壓的變化范圍,一般Uge可選擇在-10～+15V之間,關斷電壓為-10V,開通電壓為+15V。因此通常選取柵極驅動電壓Uge≥D×Uge(th),系數D=1.5、2、2.5、3。當閾值電壓Uge(th)為6V時,柵極驅動電壓Uge則分別為9V、12V、15V、18V,12V最佳。使變頻電源電路設計中IGBT在關斷時,柵極加負偏壓,以提高抗負載短路能力和du/dt引起的誤觸發等問題。
2變頻電源電路設計中IGBT柵極電阻Rg
選擇適當的柵極串聯電阻Rg對變頻電源電路設計中IGBT驅動相當重要。當Rg增加時,將使變頻電源電路設計中IGBT的開通與關斷時間增加,使開通與關斷能耗均增加,但同時,可以使續流二極管的反向恢復過電壓減小,同時減少EMI的影響。而門極電阻減少,則又使di/dt增大,可能引發變頻電源電路設計中IGBT誤導通,當Rg減小時,減小變頻電源電路設計中IGBT開關時間,減小開關損耗;但Rg太小時,可導致g、e之間振蕩,變頻電源電路設計中IGBT集電極di/dt增加,引起變頻電源電路設計中IGBT集電極尖峰電壓,使變頻電源電路設計中IGBT損壞。因此,應根據變頻電源電路設計中IGBT電流容量和電壓額定值及開關頻率選取Rg值,如10Ω、15Ω、27Ω等,建議g、e之間并聯數值為10kΩ左右的Rge,以防止柵極損壞。
保護電路
1設計思路[1]
在負載持續短路時,這些驅動集成電路有可能使變頻電源電路設計中IGBT重復承受數毫秒的大電流脈沖。短路期間強大的電流脈沖威脅變頻電源電路設計中IGBT的安全并有可能導致其不可恢復性損壞。因此一旦發生負載短路,必須盡可能地減少變頻電源電路設計中IGBT短路過電流的工作時間,這就必須通過外電路閉鎖輸入驅動信號,防止變頻電源電路設計中IGBT連續通過大電流脈沖。單靠驅動集成電路本身不足以完全保護變頻電源電路設計中IGBT,必須外加輔助保護電路切斷輸入驅動信號。
2硬件保護電路組成
本文通過LM358和LS373能有效地實現過流和短路保護功能。其電路主要由一個LM358、兩個二極管、一個地址鎖存器LS373、兩個參考電壓等組成。
1
LS373芯片的特性
LS373為三態輸出的八D透明鎖存器,其外部管腳及邏輯如圖1所示。
LS373的輸出端1Q～8Q可直接與總線相連。當三態允許控制端OE為低電平時,1Q～8Q為正常邏輯狀態,可用來驅動負載或總線。當OE為高電平時,1Q～8Q呈高阻態,既不驅動總線,也不是總線的負載,但鎖存器內部的邏輯操作不受影響。當鎖存允許端LE為高電平時,Q隨數據D而變。當LE為低電平時,Q被鎖存在已建立的數據電平。當LE端施密特觸發器的輸入具有滯后作用,可使交流和直流噪聲抗擾度被改善400mV。引出端符號:1D～8D為數據輸入端,OE三態允許控制端(低電平有效),LE鎖存允許端,1Q～8Q為輸出端。真值表如表1所示。
2
硬件保護電路分析
連接方法如圖2所示,
也稱為雙限比較器。參考電壓為+5V和-5V,當輸入電壓UINPUT<-5V時,運放LM358輸出-15V,這時二極管VD1截止,VD2導通,Uin=12.96V,UDIR=5V,根據真值表,LS373的輸出為高阻態,從硬件上封鎖PWM的輸出,UDIR=0V,光耦導通(見圖3),
F為低電平;當輸入電壓為-5V<UINPUT<+5V時,運放LM358輸出-15V,VD1截止,VD2截止,Uin=0V,UDIR=0V,由于LS373的ENABLE為高電平,所以輸入信號與輸出信號一致,UDIR=5V,光耦截止,F為高電平;當輸入電壓UINPUT>+5V時,運放LM358輸出+12.95V,VD1導通,VD2截止,Uin=12.96V,UDIR=5V，同理，LS373的輸出為高阻態，封鎖了PWM。UDIR=0V，光耦導通，F為低電平。
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軟件保護電路分析
通常采取的過流保護措施有硬件關斷和軟件關斷兩種。硬件關斷指在檢測出過流和短路信號時,LS373的1腳輸出為高電平,迅速封鎖柵極信號,使變頻電源電路設計中IGBT關斷。但是,由于硬件關斷一旦檢測到過流信號就關斷,使得PWM11～PWM66輸出不斷地發生跳變,很容易發生誤動作。為了提高保護電路的抗誤動作能力,在硬件短路保護信號之后添加一個軟件封鎖,即通過F信號來實現(見圖3)。當UDIR
為高電平時,LS373直接封鎖PWM11～PWM66的信號,實現硬件封鎖信號,同時UDRIVE變為低電平,將F信號拉低,通過DSP軟件來封鎖PWM1～PWM6信號,從而起到軟件保護的作用。
3保護過程
信號變化過程如圖4和圖5所示,
當電壓信號-5V<UINPUT<+5V時,UDIR=0V,F信號為高電平,硬件不保護,軟件也不保護;當電壓信號UINPUT>+5V時,UDIR=5V,硬件保護,封鎖PWM,同時,UDIRVE=0V,光耦導通,F為低電平,DSP將從軟件上封鎖PWM。隨著電流的減小,電壓信號UINPUT將小于+5V,硬件保護UDIR=0V,但此時軟件將一直封鎖PWM直到重新上電。同理,當電壓信號UINPUT<-5V時,UDIR=5V,硬件保護,封鎖PWM,同時,UDIRVE=0V,光耦導通,F為低電平,DSP將從軟件上封鎖PWM。隨著電流的減小,電壓信號UINPUT將小于+5V,硬件保護UDIR=0V,這種過流保護,一旦動作后,要通過復位才能恢復正常作。
實驗結果
圖6顯示的是當電流信號使電壓為+4.9V,即小于參考電壓5V時,沒有硬件保護,F信號也為高電平,PWM輸出的電壓為15V左右,即為變頻電源電路設計中IGBT的驅動電壓。圖7顯示的是當電流信號使電壓為5.1V,即大于參考電壓5V時,UDIR=5V,硬件電路保護,F信號為低電平,封鎖PWM,使得PWM輸出的電壓為0V,即變頻電源電路設計中IGBT無驅動電壓。實驗表明:當實際電壓為小于-5V時,變頻電源電路設計中IGBT驅動電壓也為0V。因此,利用LM358和LS373地址所存器能有效地保護變頻電源電路設計中IGBT。
結束語
(1)通過LS373封鎖PWM脈沖實現硬件保護,能夠對變頻電源電路設計中IGBT實施可靠保護,延長變頻電源電路設計中IGBT的使用壽命。
(2)在硬件保護的同時,通過三極管和光耦將F信號拉低,實現DSP軟件保護,提高了變頻電源電路設計中IGBT保護可靠性。
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