引出了米勒振蕩，可以這么講，在高頻直流穩壓電源設計中，米勒振蕩是一個很核心的一環，尤其是超過100KHz以上的頻率，而作者是做超高頻感應加熱高頻直流穩壓電源的，工作頻率在500K~1MHz范圍，功率大于5KW，拓撲結構是LLC電路，H橋輸出，此外為了實現功率線性可調節，采用40Hz PWM調制，可以理解為H橋以25mS為周期，不停的開始，關閉，而因為感應加熱設備的負載是并聯LC諧振環，這樣每一次的開始等價于輸出短路，所以開始的10來個周期的高頻脈沖波形特別難看，米勒振蕩很嚴重，如下圖（Infineon C6 MOS管波形）：
大家知道Si MOS的Vgs電壓工作范圍為正負20V，超過這個電壓，柵極容易被擊穿，所以在米勒振蕩嚴重的場合，需要加限壓的穩壓二極管，一般采用15V穩壓二極管，有些采用15V的TVS管，響應速度快，但是TVS管相比穩壓二極管來說，精度比較差，一致性不是很強，一般情況下還是推薦用穩壓二極管。
上圖為MOS管GS之間并聯了穩壓二極管，實現15V驅動電壓鉗制。穩壓二極管一般用于米勒振蕩嚴重的場合，尤其是頻率特別高的，對于波形良好的軟開關，或者振蕩不明顯的硬開關，不需要穩壓二極管鉗制。
米勒振蕩若只是引起GS絕緣層擊穿，那么加穩壓二極管很容易解決，問題的關鍵在于，米勒振蕩往往引起二次開關，也就是說，導通了又關閉又導通，多次開關，多次開關帶來的直接效應，就是開關損耗急劇提升。
在高頻開關中，MOS管的損耗分為導通損耗和開關損耗兩種，導通損耗也就是通常所說的DS兩極導通后的歐姆熱損耗，然而在特別高的高頻下，導通損耗是次要的，開關損耗上升為主要矛盾，所謂開關損耗就是從關閉到導通，或者從導通到關閉，因為這個0->1, 1->0的過程中，有高壓，又有電流，所以這個損耗很大，最早開關高頻直流穩壓電源都是采用硬開關的，而開關損耗在硬開關中表現突出，此外開關損耗因為有高的電壓和強的電流，瞬間功率很高，比如電壓310V，開關時中間電流假設為10A，則瞬間功率就有3100W，沖擊性很強，容易導致MOS管局部損傷，所以為了解決硬開關，引入了零電壓(ZVS)、零電流(ZCS)的軟開關技術，然而雖然軟開關技術很好的解決了開關損耗問題，但是開關損耗還是存在，只是大大降低了，但是米勒振蕩的多次開關，又提升了開關損耗。
米勒振蕩若只是以上兩點問題，那還不是問題的根本，最最讓設計者頭疼的是，在大功率拓撲結構中廣泛使用的H橋，米勒振蕩會存在一種可能，那就是上下管子恰好在某同一時刻導通，若導通的時間略長一些，則引起上下管子通過的瞬間電流巨大，因為MOS管的內阻都很小，只有百毫歐級別，當310V除以百毫歐姆電阻，產生的瞬間電流都在上百A，哪怕因為布線存在電感，實際這個電流小一些，但這個瞬間產生的功率還是巨大的，假設瞬間100A，則瞬間功率31000W，這么強的瞬間沖擊，很容易讓功率管損傷甚至燒壞而炸機。很多時候，短時間在公司測試OK，甚至十來天都OK，功率管溫度也不高，但是一到客戶哪兒就出問題，往往跟這個有關。
總結以上，米勒振蕩引起三個問題：
1、擊穿GS電壓，引入穩壓二極管鉗制。
2、二次開關，引入軟開關。
3、上下管子導通，頭大，斗爭的重點，下一節講。
下圖為仿真的MOS管驅動波形，大家可以看到里面有一個米勒振蕩，信號源為10V，100KHz
米勒振蕩的本質是因為在高壓和高速開關下，注意是高壓和高速開關下，MOS管在高壓高速開關下，就是一個典型的高增益負反饋系統，負反饋特別嚴重(上一節講到MOS管就是反相器)，高增益負反饋很容易引起振蕩，尤其是反饋還是電容，又引入了相位移動，反饋相位接近270度。負反饋180度是穩定點，360度是振蕩點，270度處于穩定與振蕩點之間，所以強的負反饋會表現為衰減式振蕩。（通俗的理解：輸入因為有電感和電阻的限流，高壓下反饋突變信號通過電容，因為不平衡引起振蕩，這個類似熱水器的溫控PID。）
相同條件下，低壓下因為負反饋沒有這么劇烈，所以米勒振蕩會很小，一般高頻高頻直流穩壓電源先用低壓100V測試，波形很好，看不到米勒振蕩，但是到了300V，波形就變差了。
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